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Switching Frequency Reduction Method for Modular Multi-level Converter Utilizing Redundancy Sub-module
Switching Frequency Reduction Method for Modular Multi-level Converter Utilizing Redundancy Sub-module
The Transactions of The Korean Institute of Electrical Engineers. 2014. Dec, 63(12): 1640-1648
Copyright © 2014, The Korean Institute of Electrical Engineers
  • Received : September 16, 2014
  • Accepted : November 17, 2014
  • Published : December 01, 2014
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About the Authors
윤석 이
Dept. of Electrical Engineering, Myongji University, Korea
승환 유
Dept. of Electrical Engineering, Myongji University, Korea
종윤 최
Hyosung Corporation and Dept. of Electrical Engineering, Myongji University, Korea
용희 박
Hyosung Corporation and Dept. of Electrical Engineering, Myongji University, Korea
병문 한
Corresponding Author : Dept. of Electrical Engineering, Myongji University, Korea. E-mail :erichan@mju.ac.kr
영두 윤
Dept. of Electrical Engineering, Myongji University, Korea

Abstract
This paper proposes a switching frequency reduction method for MMC (Modular Multilevel Converter) utilizing redundancy operation of sub-module, which can offer reduction of voltage harmonics and switching loss. The feasibility of proposed method was verified through computer simulations with PSCAD/EMTDC software. Based on simulation analysis, a hardware scaled-model of 10kVA, DC-1000V MMC was designed and manufactured in the lab. Various experiments were conducted to verify the feasibility of proposed method in the actual hardware system. The hardware scaled-model can be effectively utilized for analyzing the performance of MMC according to the modulation scheme and redundancy operation.
Keywords
1. 서 론
최근 MMC (Modular Multi-level Converter)는 대규모 해상풍력단지에서 생산되는 전력을 직류로 변환하여 육상으로 전송하는 HVDC (High Voltage DC Transmission) 또는 MVDC (Medium Voltage DC Transmission)에 적극 활용되고 있다 [1 - 3] .
MMC는 IGBT 스위치와 DC 커패시터가 반-브리지로 구성된 다수의 SM (Sub-Module)을 직렬로 연결한 구조로 되어 있다. MMC는 각 SM에 전압의 균등분배가 용이하고, 기본파로 스위칭을 하므로 스위칭 손실이 낮으며, 생성하는 출력전압의 고조파 레벨이 낮은 장점을 갖는다 [3 , 4] .
MMC의 동작신뢰도는 직렬로 연결된 각 SM의 고장여부에 크게 영향을 받는다. 따라서 동작 신뢰도를 향상하기 위해 출력전압 형성에 필요한 SM의 개수에 추가로 고장 시 대체를 위한 예비 SM을 직렬로 연결하여 운영한다. 그런데 예비 SM이 평상 시 충전이 안 되어 있으면 고장 발생 시 신속한 투입이 어려워 정상동작 시에도 예비 SM은 항상 충전된 상태로 대기하여 있고 예비 SM과 정상동작 SM의 물리적인 구분은 없는 상태이다 [4 - 6] .
MMC가 정상적으로 출력전압을 생성하기 위해서는 각암에 위치한 SM을 적절하게 스위칭하는 모듈레이션 알고리즘, 커패시터 전압 균형 알고리즘, 그리고 예비모듈 투입 알고리즘을 실시간으로 동작시켜야 한다. 따라서 MMC의 하드웨어가 정상적인 동작을 하기 위해서는 이 3종류의 알고리즘이 실시간 동작하도록 제어기를 구성해야 한다 [7] .
MMC의 출력전압 형성에 전체 예비모듈을 참여 시켰다가 만일 SM중 하나에 고장이 발생하면 이를 바이패스 시키고 계속 동작하다가 또 다른 SM에 고장이 발생하면 이를 바이패스 시켜 연속적으로 동작이 가능하다 [8 , 9] .
그런데 이 경우 기존 NLC (Nearest Level Control) 모듈레이션을 사용하면 어떤 SM에 고장이 발생하면 커패시터의 평균전압이 증가하고 이 값이 맥동전압의 허용치를 넘으면 운전이 불가능하다. 이러한 문제를 해결하기 위해 한 암의 SM 커패시터 전압의 최대값과 최소값 차가 설정한 허용치를 넘으면 추가적인 스위칭으로 모든 SM 커패시터 전압이 허용치 이내에서 위치하도록 동작하는 스위칭 주파수 조정 NLC 기법을 적용하였다 [8] . 그러나 이 기법을 사용할 경우 SM에 고장이 발생해도 모든 영역에서 안정적인 운전은 가능하나 각 구간별 평균 스위칭 주파수는 다소 높아 스위칭 손실이 증가하는 단점을 갖는다 [10 - 13] .
스위칭 주파수를 낮추기 위해 연속 스위칭을 회피하는 NLC 기법을 사용할 수 있는데 이 경우 특정 SM의 커패시터 전압이 허용치를 초과하는 문제가 발생한다. 본 논문에서는 모든 SM 커패시터 전압이 정격 허용치 이내에 위치하도록 연속 스위칭 회피 NLC 기법에 최대 맥동전압 제한 NLC 기법을 합성한 새로운 스위칭 주파수 저감 NLC 모듈레이션을 제안한다.
2. MMC 동작 알고리즘
- 2.1 MMC 전력회로
그림 1 에 보인 것처럼 MMC의 한 상은 상·하단 두 개의 암으로 구성되며, 각 암은 리액터와 직렬로 연결된 SM으로 구성된다. 각 SM은 두 개의 IGBT 스위치와 하나의 커패시터로 구성된 반-브리지로 회로이다. SM은 상·하단 반도체 스위치의 온/오프 동작에 따라 출력전압을 커패시터 전압 Vcap 또는 영 전압으로 형성하고, 커패시터의 양극을 통해 전류가 흘러 들어가면 커패시터 전압은 상승하고, 전류가 나가면 커패시터 전압은 하강한다. 그러므로 SM의 커패시터 전압은 IGBT의 스위칭 동작과 전류의 방향에 따라서 변동되며, 적절한 스위칭 동작을 하지 않으면 특정 SM의 커패시터 전압이 크게 상승하거나 크게 하강하여 MMC의 출력전압을 적절하게 형성하지 못하게 된다. 반-브리지 구조의 SM로 구성된 MMC의 경우, 한 암의 SM이 n 개인 경우 최대로 출력할 수 있는 전압은 n·Vcap 이며, 최소 전압은 영이 된다.
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예비 서브모듈 2개를 갖는 21-level MMC FIg. 1 21-level MMC with 2 redundancy SMs
- 2.2 출력전압 형성
일반적으로 고전압 대용량 MMC는 다수의 SM으로 구성되어 있어 스위칭 손실을 최소로 하기위해 교류전압을 형성하는데 Staircase Modulation을 사용한다. MMC에서 사용하는 Staircase Modulation은 특정 차수의 고조파를 선택적으로 제거하도록 스위칭 시간을 정하는 SHE(Selective Harmonic Elimination), 기준전압 양단의 면적이 동일한 점에 스위칭 시간을 정하는 EAM(Equal Area Modulation) [13] , 그리고 기준전압을 주기적으로 샘플링하여 기준 값에 유사 위치에 스위칭 시간을 정하는 NLC(Nearest Level Control)가 있다.
SHE와 EAM은 형성파형의 고조파 개선은 크나 SM의 개수가 많은 경우 연산량이 너무 많아 제어기의 실시간 동작을 구현하기가 어렵다. 반면에 NLC는 생성파형의 고조파 개선은 적지만 연산량이 적어 제어기의 실시간 동작을 구현하는데 용이하다.
NLC 방식은 그림 2 에 보인 것처럼 매 샘플링 순간에 형성될 출력 레벨 중에서 기준전압에 보다 가까운 레벨을 택해 스위칭 시간을 정한다. 예를 들어 기준파가 5의 크기를 가지고 형성되는 전압이 11-레벨이라면, 출력되는 전압은 −5에서 +5까지 1의 차이로 11개의 레벨이 존재한다. 따라서 샘플링 한 순간의 기준전압이 3.5~4.5 사이 값이라고 하면 4로 형성하고 4.5 이상이라면 5로 전압을 형성한다.
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NLC 모듈레이션 패턴 Fig. 2 NLC modulation pattern
- 2.3 DC 전압 균형 알고리즘
MMC 컨버터의 교류전압파형은 각 SM에 위치한 커패시터 전압을 계단방식으로 누적하여 생성하므로 각 커패시터 전압을 일정하게 유지하여야 교류전압의 고조파 레벨을 저감할 수 있다. 따라서 각 커패시터 전압을 일정하게 유지하는 전압 균형 알고리즘을 필요로 한다.
그림 3 은 SM 커패시터의 전압을 균형하게 유지하기 위한 순서도를 나타낸 것이다. 각 SM의 커패시터 전압을 일정하게 유지하기 위해서 사용하는 보편적인 방법이 버블 소팅 알고리즘을 적용하는 것이다. 이 알고리즘에서는 매 제어주기마다 암 별로 커패시터 전압을 측정하여 이 값을 내림차순 또는 오름차순으로 정렬한다. MMC가 출력해야 할 전압의 레벨이 결정되면 이 전압을 형성하기 위해 각 상·하단 암에 위치한 SM 중 온-상태 개수와 오프-상태 개수를 정한다.
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SM 전압 균형 알고리즘 Fig. 3 SM Voltage-Balancing algorithm
만일 SM의 전류가 커패시터를 충전하는 방향으로 흐른다면 소팅 알고리즘에 의해 정렬된 커패시터의 전압 중에서 기준전압보다 낮은 전압을 갖는 SM들이 일정 전압을 유지하기 위해 온된다. 반대로 SM의 전류가 커패시터를 방전하는 방향으로 흐른다면 소팅 알고리즘에 의해 정렬된 커패시터의 전압 중에서 기준전압보다 높은 전압을 갖는 SM들이 일정 전압을 유지하기 위해 온된다.
3. 평균 스위칭 주파수 저감 기법
- 3.1 예비 서브모듈 활용
MMC에서 n +1 레벨 출력전압을 형성하기 위해서는 n 개의 SM이 참여한다. 만일 n 개의 SM 중 일부에 고장이 발생하면 R 개의 예비 SM 중 고장 개수만큼이 투입되어 계속적으로 동작한다. 그런데 R 개의 예비 SM은 고장 발생시 즉시 전압형성에 투입되어야 하기 때문에 항상 커패시터에 일정전압을 유지하고 있어야 한다. 그런데 MMC에서 n 개의 SM으로 출력전압을 형성하는 대신 n + R 개 전체 SM으로 출력전압을 형성하면 n +1+ R 레벨로 동작이 가능하여 다음과 같은 성능 개선이 가능하다.
첫째, 예비 SM이 전압형성에 참여하므로 출력전압 레벨이 R 레벨만큼 증가하여 동작전압이 상대적으로 낮은 중·소용량 MMC의 경우 출력전압 THD 저감효과를 갖는다.
둘째, 전체 SM의 커패시터 평균전압은 직류단 전압 Vdc n + R 로 나눈 값으로 동작하여 n +1 레벨의 커패시터 평균전압보다 낮은 전압에서 동작이 가능하다. 따라서 SM 스위치에 인가되는 dυ/dt 를 저감할 수 있다.
셋째, n +1 레벨과 동일한 용량의 커패시터로 n +1+ R 레벨을 구성할 경우, 커패시터의 허용 가능한 맥동율이 증가하여 커패시터의 용량저감이 가능하거나 평균 스위칭 주파수의 저감이 가능하다.
예비 SM을 활용한 n +1+ R 레벨 동작을 분석하기 위해 n =20, R =2인 23레벨 MMC에 대해 시뮬레이션을 실시하였다. 표 1 은 본 논문에서 특성을 분석한 MMC의 정격과 회로 정수를 나타낸 것이다. DC단 전압은 ±20kV이고 22개의 SM이 동작에 참여하므로 각 SM의 커패시터 전압은 약 1.82kV로 동작한다.
MMC 시뮬레이션 모델 정수Table 1 MMC simulation model parameters
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MMC 시뮬레이션 모델 정수 Table 1 MMC simulation model parameters
시뮬레이션으로 분석한 결과 2개의 예비 SM이 출력전압 형성에 참여할 경우 출력전압의 THD가 1.4%인 반면, 기존 방식으로 동작하는 경우 THD가 2.4%로 약 1% 정도 THD 저감이 가능함을 알 수 있었다.
또한 커패시터의 평균전압은 기존방식에서는 출력전압 형성에 참여하는 SM의 개수가 20개이므로 2kV이고, 제안하는 방식에서는 출력전압 형성에 참여하는 SM의 개수가 22개이므로 약 1.82kV이다. 따라서 커패시터의 평균전압 저감을 통해 스위치에 걸리는 dυ/dt 를 저감할 수 있으며, 전압맥동의 마진을 얻을 수 있어 스위칭 주파수를 저감할 수 있다.
- 3.2 스위칭 주파수 조정 NLC
예비 SM이 출력전압 형성에 참여할 경우 만일 어떤 SM에 고장이 발생하면 커패시터의 평균전압이 증가하게 되고 이 값이 맥동전압의 허용치를 넘으면 동작이 불가능하다. 따라서 SM 커패시터 전압의 최대와 최소 차가 설정한 허용치보다 클 경우 추가적인 스위칭을 통하여 허용치 이내에서 동작하도록 스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션을 사용한다. 그림 4 는 스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션에 의한 SM 커패시터 전압의 균등제어와 출력전압 형성을 위한 순서도를 나타낸 것이다.
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스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션의 SM 커패시터 전압 균등제어와 출력전압 형성을 위한 순서도 Fig. 4 Flow chart for SM capacitor voltage balancing and output voltage forming of switching frequency adjustment NLC modulation
기존 NLC 기법에서는 출력전압 레벨이 변동되는 시점에서만 각 SM의 스위칭 상태가 전환되지만 스위칭 주파수 조정 NLC 기법은 υc.gap 이 설정된 허용치을 넘어가는 경우에 스위칭 상태가 전환되고 허용치를 넘어가지 않을 경우에는 연속 스위칭 회피 방식을 사용한다. 이는 기존 NLC 방식보다 평균 스위칭 주파수를 저감 시킬 수 있으며, 전압 맥동 제한값 이내에서 동작이 가능하게 된다. 즉, υc.gap 의 설정 제한값의 크기를 작게 설정할수록 스위칭 주파수는 증가하게 된다.
그림 5(a) 는 23 레벨 MMC에서 커패시터 전압의 제한 값과 실제 동작 시 전체 SM 커패시터의 전압을 나타낸 것이다. 그리고 그림 5(b) , 5(c) , 5(d) 는 각 구간 별로 확대한 SM 커패시터 전압의 파형이다. 각 구간 별 동작은 0초에서 2초까지는 고장난 SM이 없으며, 2초에서 4초까지는 고장난 SM이 1개, 4초에서 6초까지는 고장난 SM이 2개 발생하는 것으로 모의하였다. SM 커패시터의 맥동전압 제한 값은 2.2kV로 설정되어 있으며, 고장 SM이 발생함에 따라 한 암의 SM의 전압의 최대와 최소의 차를 작게 설정하여 평균 스위칭 주파수가 증가시킨다. 즉, SM 커패시터의 평균전압은 상승하더라도 추가적인 스위칭을 통해 맥동전압의 리플을 줄여 제한 값인 2.2kV 이내에서 동작이 가능하다. 각 구간 별 평균 스위칭 주파수는 각각 185Hz, 210Hz, 300Hz 이며, 스위칭 주파수가 증가함에 따라 전압맥동이 저감되는 것을 알 수 있다. 스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션을 적용하면, 각 구간별 평균 스위칭 주파수는 다소 높게 나타나지만 SM에 고장이 발생해도 MMC는 모든 영역에서 안정적인 동작이 가능하다.
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스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션에 의한 상단 암 SM의 커패시터 전압, (a) 전체 구간, (b) 고장 모듈 없는 경우, (c) 고장 모듈 1 개 발생 시, (d) 고장 모듈 2 개 발생 시 Fig. 5 Capacitor voltage of upper arm SM by switching frequency adjustment NLC modulation with faulted SM, (a) whole period operation, (b) waveform without faulted SM, (c) waveform with one SM faulted, (d) waveform with two SMs faulted
- 3.3 연속 스위칭 회피 NLC
MMC의 스위칭 손실을 저감하기 위해서는 일정한 주파수로 모듈레이션을 수행하는 것이 유리한데 이러한 스위칭 방식을 연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션이라고 한다. 그림 6 은 이 방식에서 SM 커패시터 전압의 균등제어와 출력전압 형성을 위한 순서도를 나타낸 것이다.
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연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션에 의한 SM 커패시터 전압 균등제어와 출력전압 형성을 위한 순서도 Fig. 6 Flow chart for SM capacitor voltage balancing and output voltage forming of continuous switching avoidance NLC modulation
앞에서와 동일하게 암 전압의 지령 값에 ROUND 함수를 적용하여 온되어야 할 SM의 개수 nON_SM 을 정한다. 암 전류의 극성에 따라 양이면 충전의 경우로 커패시터의 전압을 오름차순 정렬하고, 음이면 방전의 경우로 내림차순으로 정렬을 한다. 연속 스위칭을 회피하기 위해서 충전의 경우 nON_SM 이 이전 값인 nON_SM_old 와 같으면 스위칭 전환이 이루어지지 않고, 다르면 전체 SM 중 최저 커패시터 전압을 갖는 SM 하나만 스위칭 상태가 전환된다. 방전의 경우 nON_SM 이 이전 값인 nON_SM_old 와 같으면 스위칭 전환이 이루어지지 않고, 다르면 전체 SM 중 최대 커패시터 전압을 갖는 SM 하나만 스위칭 상태가 전환된다. 연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션을 적용하면 평균 스위칭 주파수는 최소 전원 주파수와 동일하게 동작이 가능하다. 그러나 그림 7 에 보인 것처럼 도통 시간이 긴 SM의 커패시터 전압은 제한값을 넘어가게 된다. 따라서 연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션으로는 MMC의 안정적인 동작이 불가능하다.
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연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션에 의한 상단 암 SM의 커패시터 전압 Fig. 7 Capacitor voltage of upper arm SM by continuous switching avoidance NLC modulation
- 3.4 최대 맥동전압 제한 NLC
본 논문에서는 연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션에서 발생하는 커패시터 평균전압이 제한 값을 초과는 문제를 해결하기 위해 평균 스위칭 주파수는 최저로 한 상태에서 제한값을 초과하는 SM을 바이패스 시켜 모든 커패시터 전압이 제한 값을 넘지 않도록 하는 최대 맥동전압 제한 기법을 제안한다. 이때 최대 맥동전압의 제한 값은 n +1 레벨로 동작할 때 나타나는 최대 맥동전압을 사용하는 것으로 정하였다.
그림 8 은 앞서 설명한 연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션에 최대 맥동전압 제한 기법이 추가된 출력전압 형성을 위한 순서도이다. 연속 스위칭 회피 기법을 통해 가능한 최저 스위칭 주파수로 동작을 하고 제한 값을 넘어가는 커패시터 전압의 SM을 바이패스 시키는 최대 맥동 전압 제한 NLC기법이 추가되어 있다. 즉, 제안하는 새로운 모듈레이션 기법은 평균 스위칭 주파수를 최저로 운전하기 위한 연속 스위칭 회피 NLC기법과 최대 맥동 전압 제한을 통한 NLC기법을 함께 적용함으로서 동작 안정도를 향상시킨다. 또한 최대 맥동 전압 제한을 통한 NLC 기법을 적용함으로서 암에 고장 모듈이 발생하여 SM 커패시터 평균 전압이 증가하더라도 제한 값을 넘어가는 커패시터 전압의 SM을 바이패스 시킴으로서 모든 SM 커패시터 전압이 제한 값 이내에서 동작하도록 한다. 물론 SM 고장이 발생하게 되면 SM 커패시터 평균 전압이 증가함에 따라 제한 값을 넘어가는 커패시터 전압의 수가 늘어나게 되고 이에 따라 바이패스시켜야 하는 SM의 개수가 증가하므로 평균 스위칭 주파수는 증가하게 된다.
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제안하는 NLC 모듈레이션에 의한 SM 커패시터 전압 균등제어와 출력전압 형성을 위한 순서도 Fig. 8 Flow chart for SM capacitor voltage balancing and output voltage forming of proposed NLC modulation
그림 9 는 제안하는 NLC 기법을 적용한 경우 SM 커패시터의 전압을 나타낸 것이다. SM에 고장이 발생함에 따라 커패시터의 평균전압은 상승하지만 제한 값 설정에 의해 모든 SM 커패시터의 전압이 설정된 제한 값 이내에서 동작함을 알 수 있다. 또한 SM 커패시터의 맥동전압이 고장이 발생함에 따라 저감되는 것을 확인할 수 있다.
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제안하는 NLC 모듈레이션 기법에 의한 SM 고장 발생 시 상단 암 SM의 커패시터 전압, (a) 전 구간 동작, (b) 23 레벨 동작, (c) 22 레벨 동작, (d) 21 레벨 동작 Fig. 9 Capacitor voltage of upper arm SM by proposed NLC modulation with faulted SM, (a) whole period operation, (b) 23-level operation, (c) 22-level operation, (d) 21-level operation
표 2 는 연속 스위칭 회피 NLC 모듈레이션만을 적용한 경우와 제안하는 모듈레이션을 적용한 경우 MMC의 평균 스위칭 주파수, 출력 전압과 전류 THD, SM 커패시터 평균 전압을 비교한 것이다. 새로운 모듈레이션을 적용한 경우 평균 스위칭 주파수는 10% 증가되었으며, 출력전압과 전류의 THD는 각각 2.0% 과 2.2%로 개선되었다. 또한 SM 커패시터의 평균전압은 두 모듈레이션 모두 1.82kV로 유효한 값으로 동작하였다.
모듈레이션에 따른 23 레벨 MMC의 동작 특성 비교Table 2 Operational characteristic comparison of 23-level MMC according to NLC modulation
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모듈레이션에 따른 23 레벨 MMC의 동작 특성 비교 Table 2 Operational characteristic comparison of 23-level MMC according to NLC modulation
표 3 은 정상동작과 SM에 고장이 발생한 경우 스위칭 주파수 조정 NLC 기법과 제안하는 NLC 기법을 적용한 경우 동작성능을 분석한 결과이다. 제안하는 NLC 기법은 고장 발생에 따라 평균 스위칭 주파수가 증가하긴 하지만 스위칭 주파수 조정 NLC를 적용한 경우보다 평균 스위칭 주파수는 전 영역에서 적은 값으로 동작 가능함을 알 수 있다.
정상동작과 고장 발생 시 모듈레이션 기법에 따른 스위칭 주파수 비교 분석Table 3 Switching-frequency comparison analysis according to modulation scheme at normal and faulted operations
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정상동작과 고장 발생 시 모듈레이션 기법에 따른 스위칭 주파수 비교 분석 Table 3 Switching-frequency comparison analysis according to modulation scheme at normal and faulted operations
4. 10kVA MMC 하드웨어 실험
- 4.1 하드웨어 구성
그림 10 은 실험실에 제작된 10kVA 11-level MMC의 하드웨어 축소모형을 나타낸 것이다. 각 상별로 하나씩 3개의 장치로 구성되어 있고 각 장치는 6층으로 구성되어 있어 한층에 4개의 SM이 설치되어 있다. 각 장치별로 총 24개의 SM 위치하여 상하단 암을 구성하고 있고 암 리액터는 중량을 고려하여 각 장치의 하단에 설치되어 있다.
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10kVA 11-level MMC 하드웨어 축소모형 Fig. 10 Hardware scaled-model of 10kVA 11-level MMC
각 SM은 4개의 Optic terminal, 2개의 Gate drive, IGBT, DC 커패시터, 릴레이, 커패시터 전압 센서, 출력 전압단으로 구성되어 있다. SM은 제어기로부터 IGBT를 구동하기 위한 게이트 신호 2개와 SM의 보호를 위한 릴레이 구동신호 1개를 받는 3개의 RX Optic Terminal을 가지고 있고 SM에 고장이 발생한 경우 제어기로 고장 신호를 보내주는 1개의 TX Optic Terminal 을 가지고 있다.
- 4.2 제어기 구성
축소모형 MMC의 제어기는 마스터 제어기와 6개의 암제어기로 구성되어 있다. 2개의 암 제어기가 한 상의 상하단 암에 위치한 SM에 게이트 신호를 공급하고 각 SM에서 발생되는 고장 신호를 수신한다. 그림 11 은 마스터 제어기와 암 제어기의 연결 관계를 나타낸 것이다. 마스터 제어기는 암 제어기에 전압 기준 값과 전압 균등 알고리즘을 위한 전류의 극성 정보를 넘기고 암 제어기에 동작 지령을 내린다.
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MMC 제어기 구성도 Fig. 11 Configuration of MMC controller
마스터 제어기는 출력 전압 형성 알고리즘을 담당하고 암 제어기에서는 SM 커패시터 전압 균형 알고리즘과 SM 게이트 신호 생성 알고리즘, 예비 SM 투입 알고리즘을 구현하였다.
암 제어기는 12개의 SM을 담당하여 전압을 센싱받고 전압 균등을 유지하며, Optic 보드를 통해 광 통신으로 SM에 게이트 신호를 전달한다. 또한 고장시 릴레이를 동작시키며 SM에서는 고장 검출 시 암 제어기에 신호를 보내주게 된다. 이 고장 신호는 암 제어기를 통해 마스터 제어기로 전달되며 마스터 제어기는 이에 따른 적절한 동작을 취하게 된다.
암 제어기는 TI사의 TMS320F28335 DSP와 Xilinx사의 XC6SLX100-3FGG484 FPGA를 사용하여 제작하였다. 주변회로는 DAC 포트, ADC 포트, CAN 통신 포트, SCI 통신 포트, 게이트 신호 포트, 릴레이 포트로 구성되어 있다. 게이트 신호는 12개 SM의 상단 IGBT와 하단 IGBT에 총 24개의 구동신호를 보내고 이 24개의 구동신호는 Optic Board를 통해 광 신호로 변환되어 SM에 전달된다. 또 SM의 릴레이를 구동하기 위한 12개의 신호와 SM에서 보내는 고장 신호 또한 Optic Board를 통해서 주고받게 된다. 제어기 간의 통신은 광으로 전달되며 TX 2개와 RX 2개가 담당하는데 하나는 통신을 위한 클럭을 그리고 다른 하나는 데이타를 담당하며 최대 4 Word까지 총 64bit의 정보를 주고받을 수 있다.
- 4.3 MMC 하드웨어 실험 결과
그림 12 는 기존 NLC 기법을 적용한 MMC의 SM 커패시터 전압을 나타낸 것이다. 그림 12 (a) 는 12 레벨 동작 시, SM 커패시터 전압을 나타낸 것이며, 그림 12 (b) 는 11 레벨 동작 시, SM 커패시터 전압을 나타낸 것이다. 12 레벨 동작 시 SM 커패시터 평균 전압이 저감되어 맥동전압의 마진이 증가하는 것을 확인 할 수 있었다. 한편 1개의 예비 SM이 출력전압을 형성하는데 참여할 경우 출력전압의 THD가 2.7%인 반면 기존방식으로 동작하는 경우 THD가 3.1%로 약 0.4% 정도 저감이 가능함을 알 수 있었다.
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기존 NLC 모듈레이션에 의한 상단 암 SM 커패시터 전압, (a) 12 레벨 동작, (b) 11 레벨 동작 Fig. 12 Capacitor voltage of upper arm SM by existing NLC modulation, (a) 12-level operation, (b) 11-level operation
그림 13 은 스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션 기법을 적용한 MMC의 고장 모듈 발생 시, SM 커패시터의 전압을 나타낸 것이다. 각 동작 레벨 별 평균 스위칭 주파수를 확인해 보았다. 그림 13(a) 는 고장 SM 발생 전·후 동작 특성을 확인하기 위한 것이며, 고장 SM이 발생하지 않은 12 레벨 운전 구간에서는 SM 커패시터의 평균전압이 54.5[V]로 운전되고 있으며, 전압 밴드 갭 설정에 따라 모든 SM 커패시터의 전압이 제한 값인 66[V] 이내에서 동작하고 있다. 이때 평균 스위칭 주파수는 74[Hz]로 동작하고 있다. 고장 SM이 한 개 발생하는 경우, 출력 전압은 11 레벨로 동작하게 되며, SM 커패시터의 평균전압은 54.5[V]에서 60[V]로 상승하게 된다. 하지만 스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션의 전압 밴드 갭의 값을 감소시켜 운전함으로써 모든 SM 커패시터의 전압이 제한 값 이내에서 동작함을 확인할 수 있었다. 하지만 평균 스위칭 주파수가 74[Hz]에서 157[Hz]로 증가한 상태로 운전된다. 그림 13(b) 는 11 레벨 구간을 확대한 파형으로 모든 SM 커패시터의 전압이 제한 값 이내에서 동작함을 확인 할 수 있다.
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고장 모듈 발생 시 스위칭 주파수 조정 NLC 모듈레이션에 의한 상단 암 SM 커패시터 전압, (a) 각 동작 전압 별 평균 스위칭 주파수, (b) 11 레벨 동 작구간 확대 파형 Fig. 13 Capacitor voltage of upper arm SM by switching frequency adjustment NLC with one SM faulted, (a) average switching frequency for each operation voltage, (b) expanded waveform of 11-level operation period
그림 14 는 제안하는 NLC 모듈레이션 기법을 적용한 MMC의 고장 SM 발생 시 커패시터 전압을 나타낸 것이다. 각 동작 레벨 별 평균 스위칭 주파수를 확인해 보았다. 그림 14(a) 는 고장 SM 발생 전·후 동작특성을 확인하기 위한 것이며, 고장 SM이 발생하지 않은 12 레벨 운전 구간에서는 SM 커패시터의 평균전압이 54.5[V]로 운전되고, 모든 SM 커패시터의 전압이 제한 값인 66[V] 이내에서 동작하므로 연속 스위칭 회피 기법만으로 운전이 가능하며, 이때 평균 스위칭 주파수는 60[Hz]로 동작한다. 그러나 고장 SM이 한 개 발생하면 출력전압은 11 레벨로 동작하게 되며, SM 커패시터의 평균전압은 54.5[V]에서 60[V]로 상승하게 된다. 이때 SM 커패시터 전압 중 제한 값을 넘어가는 경우가 발생하게 되면 설정된 제한 값에 의해 추가적인 스위칭이 일어난다. 이러한 과정을 통해 모든 SM 커패시터의 전압이 제한 값 이내에서 동작하게 된다. 11 레벨 동작 구간에서 평균 스위칭 주파수는 60[Hz]에서 77[Hz]로 증가하게 된다. 그림 14(b) 는 11 레벨 구간을 확대한 파형으로 모든 SM 커패시터의 전압이 제한 값 이내에서 동작함을 확인 할 수 있다.
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제안하는 NLC 모듈레이션에 의한 고장 모듈 발생 시 상단 암 SM 커패시터 전압, (a) 각 동작 전압 별 평균 스위칭 주파수, (b) 11 레벨 동작구간 확대 파형 Fig. 14 Capacitor voltage of upper arm SM by proposed NLC modulation with one SM faulted, (a) average switching frequency for each operation voltage, (b) expanded waveform of 11-level operation period
5. 결 론
본 논문에서는 MMC의 예비 SM을 출력전압 형성에 활용하여 정상동작에서 출력전압의 고조파와 스위칭 주파수를 저감하고, 고장발생 시에도 각 SM 커패시터에 나타나는 전압을 제한하여 스위칭 주파수를 저감하는 모듈레이션 기법을 제안하였다.
MMC에서 어떤 SM에 고장이 발생하면 이를 바이패스한 후 나머지 SM을 가변주파수 NLC로 동작시키면 각 커패시터에 걸리는 전압은 최대 허용치 안에 위치하지만 스위칭 주파수의 상승에 따른 손실이 증가한다. 이러한 문제를 해결하기 위해 본 논문에서는 연속 스위칭 회피 기법을 이용하여 평균 스위칭 주파수를 최저가 되도록 운전하고, 커패시터 전압이 최대 허용치보다 높은 SM은 바이패스시켜 모든 SM의 커패시터 전압이 허용치를 넘지 않도록 하는 최대 맥동전압 제한 기법을 사용하였다.
제안하는 기법의 타당성을 검증할 목적으로 20개의 정상 동작 SM과 2개의 예비 SM으로 구성된 MMC에 대해 동작을 검증하였다. 또한 제안하는 기법을 하드웨어적으로 검증하기 위해 10개의 정상동작 SM과 1개의 예비 SM로 구성된 MMC 하드웨어 축소모형을 제작하여 실험을 실시하였다. 비용에 따른 제약으로 하드웨어 축소모형의 SM 수는 시뮬레이션의 절반에 해당하나 실험을 통하여 측정된 결과는 시뮬레이션 결과와 잘 일치함을 확인하였다.
Acknowledgements
이 논문은 2014년 해양수산부 재원으로 한국해양과학기술진흥원의 지원(복합발전 출력 제어 및 전력변환기 제어기술 개발) 및 2013년도 산업통상자원부의 재원으로 한국에너지기술평가원(KETEP)의 지원을 받아 수행한 연구 과제(No. 20134030200310)입니다.
BIO
이 윤 석(Yoon-Seok Lee)
1987년 6월 27일생. 2012년 명지대 전기공학과 졸업. 2012년~현재 동 대학원 전기공학과 석·박사과정 통합과정
E-mail : lys1909@hanmail.net
유 승 환(Seung-Hwan Yoo)
1988년 11월 30일생. 2013년 명지대 전기공학과 졸업. 현재 동 대학원 전기공학과 석사과정.
E-mail : yoosh1130@hanmail.net
최 종 윤(Jong-Yun Choi)
1972년 6월 21일생. 1996년 한양대 전기공학과 졸업. 1998년 동대학원 전기공학과 졸업(석사). 현재 명지대 대학원 전기공학과 박사과정. ㈜효성 중공업 연구소 수석연구원.
E-mail : choris007@hyosung.com
박 용 희(Yong-Hee Park)
1979년 10월 17일생. 2005년 명지대 전기공학과 졸업. 2007년 동대학원 전기공학과 졸업(석사). 현재 명지대 대학원 전기공학과 박사과정.㈜효성 중공업연구소 연 구원
E-mail : parkyh@hysung.com
한 병 문(Byung-Moon Han)
1976년 서울대 전기공학과 졸업. 1988년 미 아리조나주립대 대학원 전기공학과 졸업(석사). 1992년 동 대학원 전기공학과 졸업(공박). 미 Westinghouse중앙연구소선임연구원. 현재 명지대 전기공학과 교수.
E-mail : erichan@mju.ac.kr
윤 영 두(Young-Doo Yoon)
2002년 서울대 전기공학부 졸업, 2005년 동 대학원 전기공학부 졸업(석사). 2010 년 동 대학원 전기공학부 졸업(박사). 삼성전자 생산기술연구소 책임연구원. 현재 명지대 전기공학과 조교수.
E-mail : ydyoon@mju.ac.kr
References
Breseti P. , Kling W. , Hendriks R. , Vailati R. 2007 “HVDC connection of off-shore wind farms to the transmission system” IEEE Trans. on Energy Conversion 22 (1) 37 - 43    DOI : 10.1109/TEC.2006.889624
Flourentzou N. , Agelidis V. , Demetriades G. 2009 “VSC-Based HVDC Power Transmission Systems: An Overview” IEEE Trans. on Power Electronics 24 (3) 592 - 602    DOI : 10.1109/TPEL.2008.2008441
Abu-Rub H. , Holtz J. , Rodriguez J. , Baoming Ge 2010 “Medium-Voltage Multilevel Converters: State of the Art, Challenges, and Requirements in Industry Applications” IEEE Trans. on Industrial Electronics 57 (8) 2581 - 2596    DOI : 10.1109/TIE.2010.2043039
Marquardt R. 2010 “Modular Multilevel Converter: An universal concept for HVDC Networks and extended DC-busapplications” Proceedings of International Power Electronics Conference, IPEC 2010
Gnanarathna U. , Gole A. , Jayasinghe R. 2011 “Efficient Modeling of Modular Multilevel HVDC Converter on Electromagnetic Transient Simulation Programs” IEEE Trans. on Power Delivery 26 (1)
Song Q. , Liu W. , Li X. , Rao H. , Xu S. , Li L. 2013 “A Steady-State Analysis Method for a Modular Multilevel Converter” IEEE Trns. on Power Electronics 28 (8)
Xu J. , Zhao C. , liu W. , Guo C. 2013 “Accelerated Model of Modular Multilevel Converters in PSCAD/EMTDC” IEEE Trans. on Power Delivery 28 (1)
Tu Q. , Xu Z. 2011 “Impact of Sampling Frequency on Harmonic Distortion for Modular Multilevel Converter” IEEE Trans. on Power Delivery 26 (1)
Rohner S. , Bernet S. , Hiller M. , Sommer R. 2010 “Modulation, Losses, and Semiconductor Requirements of Modular Multilevel Converters” IEEE Trans. on Industrial Electronics 57 (8)
Tu Q. , Xu Z. , Xu L. 2011 “Reduced switching-frequency modulation and circulating current suppression for modular multilevel converters” IEEE Trans. Power Delivery 26 (3) 2009 - 2017
Ilves K. , Antonopoulos A. , Norrga S. , Nee H-P. 2012 “A New Modulation Method for the Modular Multilevel Converter Allowing Fundamental Switching Frequency” IEEE Trans. on Power Electronics 27 (8)
Tu Q. , Xu Z. , Chang Y. , Guan L. 2012 “Suppression DC Voltage Ripples of MMC-HVDC under Unbalanced Grid Conditions” IEEE Trans. on Power Delivery 27 (3)
Li Z. , Wang P. , Chu Z. , Zhu H. , Luo Y. , Li Y. 2013 “An inner current suppressing method for modular multilevel converters” IEEE Trans. on Power Electronics 28 (11) 4873 - 4879    DOI : 10.1109/TPEL.2013.2242204
Liu Y. , Hong H. , Huang A. 2009 “Real-time Algorithm for Minimizing THD in Multilevel Inverters with Unequal or Varying Voltage Steps under Staircase Modulation” IEEE Trans. on Industrial Electronics 56 (6) 2249 - 2258    DOI : 10.1109/TIE.2009.2015360
Qiang S. , Wenhua L. , Xiaoqian L. , Hong R. , Shukai X. , Licheng L. 2013 “A Steady-State Analysis Method for a Modular Multilevel Converter” IEEE Trans. on Power Electronics 28 3702 - 3713    DOI : 10.1109/TPEL.2012.2227818
Ilves K. , Antonopoulos A. , Norrga S. , Nee H. 2012 “Steady-state analysis of interaction between harmonic components of arm and line quantities of modular multilevel converters” IEEE Trans. on Power Electronics 27 (1) 57 - 68    DOI : 10.1109/TPEL.2011.2159809